1.本发明属于电源领域，特别涉及一种用于大功率电源管理的功率管驱动电源充电电路，主要应用于采用nmos做功率管的dc/dc转换器中。
背景技术：2.在消费电子领域，各种电子设备都需要电源来维持，开关电源管理芯片是电子系统不可缺少的一部分，在芯片发展趋于小型化的时代，对集成度要求变高，对芯片面积的限制越来越多。由于pmos是空穴导电，nmos是电子导电，电子迁移率大于空穴，同样的尺寸条件下，nmos电流大于pmos，因此为了减小芯片面积，大部分电源芯片的功率管均已采用nmos。
3.在使用nmos时，高边功率管导通时，功率管源漏电压均近似为vin，因此需要一个比vin更高的驱动电源电压。通常使用内部电源vcc在下管导通时给sw上的升压电容充电，以得到boost电压。增加了额外的损耗，同时给ldo模块的负载能力增加了额外的负担。
4.因此需要一种功率管驱动电源充电电路，尽量减少充电时的能量损耗，并且不再额外对ldo负载能力进行限制。
技术实现要素：5.本发明提供了一种用于大功率电源管理的功率管驱动电源充电电路，应用于采用nmos高边功率管的开关电源中。不再通过ldo产生的内部电源对boost充电。而是直接通过vin进行充电。
6.本发明的技术方案是这样实现的：
7.一种用于大功率电源管理的功率管驱动电源充电电路，包括一个变压检测单元与一个控制充电单元。m1，m2，m3，m4，m5为电流镜结构，源端电源为boost。m1栅漏相接与m7的漏端相接，m7源端接电阻r1到sw。m2漏端与m8的栅漏以及m7的栅端相接，m8的源端通过一个栅漏相接的m10接到sw上。该部分形成一个自偏置电流电路。为后级的比较电路提供电流。m3电流支路上串联两个栅漏相接的nmos：m6和m9，再通过m11与m12的电流镜将该支路电流镜像到m4之路上进行比较，产生输出信号。
8.输出信号通过反相器滤波和电平移位电路后，将高低电平变换为vcc和gnd后，将该信号接在m16的栅上。m16源端接gnd，漏端与m15的源端相接。m15为高压管，栅端接vcc，漏端与m14的漏端，m17的栅端以及r2相接。m13与m14为电流镜结构，m13通过r3接到gnd。m13，m14，m17的漏端皆接vin，m17漏端接一个二极管d1到boost。
9.以往boost充电结构均采用内部电源进行充电，boost电压收到内部电源电压的限制。本结构可以自由改变boost的设置值，该值完全独立与ldo输出的内部电源电压，可以进行单独设置。同时由于充电电流直接由vin提供，与传统结构相比相当于减少了vcc到ldo这段的能量损耗，也减小了ldo的负载，降低了对ldo最大带载能力的要求。同时也可以通过设计降低充电频率，以减少开关损耗，提高芯片效率。
10.本发明提供了一种用于大功率电源管理的功率管驱动电源充电电路，优点如下：
11.(1)采用该充电结构可以通过设置m6，m9，m11的尺寸来改变设置值，该值完全独立与ldo输出的内部电源电压，可以进行单独设置。
12.(2)同时由于充电电流直接由vin提供，与传统结构相比相当于减少了vcc到ldo这段的能量损耗，也减小了ldo的负载，降低了对ldo最大带载能力的要求。
13.(3)通过设置r3的值可以改变额外的充电时长，相当于改变电压翻转的阈值区间，可以降低充电频率，以减少开关损耗，提高芯片效率。
附图说明
14.图1功率管驱动电源充电电路图
15.第一型mos管m1、第二型mos管m2、第三型mos管m3、第四型mos管m4、第五型mos管m5、第七型mos管m7、第八型mos管m8、第九型mos管m9、第十型mos管m10，第十一型mos管m11，第十二型mos管m12、第十三型mos管m13、第十四型mos管m14、第十五型mos管m15、第十六型mos管m16、第十七型mos管m17。
具体实施方式
16.参照附图所示，m1，m2，m3，m4，m5为电流镜结构，源端电源为boost。m1栅漏相接与m7的漏端相接，m7源端接电阻r1到sw。m2漏端与m8的栅漏以及m7的栅端相接，m8的源端通过一个栅漏相接的m10接到sw上。该部分形成一个自偏置电流电路。为后级的比较电路提供电流。m3电流支路上串联两个栅漏相接的nmos：m6和m9，再通过m11与m12的电流镜将该支路电流镜像到m4之路上进行比较，产生输出信号。
17.电压检测单元中第一型mos管m1的栅极与漏极与第二型mos管m2、第三型mos管m3、第四型mos管m4、第五型mos管m5的栅极以及第七型mos管m7的漏极相接，m1，m2，m3，m4的源端与boost电位相接。m7的栅极与第八型mos管m8的栅极和漏极以及m2的漏极相接；m7的源极通过电阻r1连接到sw电位，第十型mos管m10，第十一型mos管m11，第十二型mos管m12的源极也与sw相连。m3的漏极与第六型mos管m6的栅极漏极相连；m6的源极与第九型mos管m9的栅极漏极相连；m9的源极与m11的栅极漏极和m12的栅极相连；m12的漏极与m5的漏极相连并输出到充电单元。
18.充电单元中第十三型mos管m13，第十四型mos管m14，m17的源极与电阻r2的一端与vin相连。m13的栅极漏极与m14的栅极相连，并通过r3连接到地；m14的漏极与第十五型mos管m15的漏极。m17的栅极以及r2的另一端相连；m17的漏极通过二极管d1连接到源端电源电位；m15的源极与第十六型mos管m16的漏极相连；m16的源极连接到地。
19.输出信号通过反相器滤波和电平移位电路后，将高低电平变换为vcc和gnd后，将该信号接在m16的栅上。m16源端接gnd，漏端与m15的源端相接。m15为高压管，栅端接vcc，漏端与m14的漏端，m17的栅端以及r2相接。m13与m14为电流镜结构，m13通过r3接到gnd。m13，m14，m17的漏端皆接vin，m17漏端接一个二极管d1到boost。
20.电压检测单元检测boost到sw间电压是否足够。通过m1，m2，m7，m8，m10，r1产生一个自偏置的电流，电流i大小为：
[0021][0022]
当
[0023][0024]
m3的电流支路无法导通，电压检测模块向后级输出电压不足信号，反相器输出为低电平。使充电模块工作，给boost充电。
[0025]
当
[0026][0027]
m3的电流支路导通，电压检测模块向后级输出电压ok信号，反相器输出为高电平，不再需要继续向boost充电。
[0028]
充电模块的工作原理为通过前级信号控制m16的导通与关断，控制充电管m17。当m17导通时，直接通过vin给boost充电，而非内部电源电压。
[0029]
当m16关断后，通过给m17的寄生电容c1充电，直至其栅压与vin的压差小于导通电压后，m17关断，充电结束。所以vin仍会继续对boost充电一段时间后才停止，这个时长可以防止充电信号反复跳变。
[0030]
对m17寄生电容充电电流i1可以近似为vin的函数，m13，m14电流的镜像比例为1：k，r2与r3的电阻比例同样为1：k。
[0031][0032]
该时长t为:
[0033][0034]
在高压输入的情况下，t可以近似为c1*r3，为一个常数。即在检测到boost电压达到设定值后，继续充电t时间后停止。
技术特征：1.一种用于大功率电源管理的功率管驱动电源充电电路，包括变压检测单元与控制充电单元，其特征在于，电压检测单元输出电压判断的数字信号，通过电平移位结构将该数字信号传输到充电单元控制功率管m17的开关，电压检测单元中第一型mos管m1的栅极与漏极与第二型mos管m2、第三型mos管m3、第四型mos管m4、第五型mos管m5的栅极以及第七型mos管m7的漏极相接，m1，m2，m3，m4的源端与boost电位相接。2.根据权利要求1所述的一种用于大功率电源管理的功率管驱动电源充电电路，其特征在于，m7的栅极与第八型mos管m8的栅极和漏极以及m2的漏极相接；m7的源极通过电阻r1连接到sw电位，第十型mos管m10，第十一型mos管m11，第十二型mos管m12的源极也与sw相连。3.根据权利要求1所述的一种用于大功率电源管理的功率管驱动电源充电电路，其特征在于，m3的漏极与第六型mos管m6的栅极漏极相连；m6的源极与第九型mos管m9的栅极漏极相连；m9的源极与m11的栅极漏极和m12的栅极相连；m12的漏极与m5的漏极相连并输出到充电单元。4.根据权利要求1所述的一种用于大功率电源管理的功率管驱动电源充电电路，其特征在于，充电单元中第十三型mos管m13，第十四型mos管m14，m17的源极与电阻r2的一端与vin相连。5.根据权利要求4所述的一种用于大功率电源管理的功率管驱动电源充电电路，其特征在于，m13的栅极漏极与m14的栅极相连，并通过r3连接到地；m14的漏极与第十五型mos管m15的漏极。6.根据权利要求4所述的一种用于大功率电源管理的功率管驱动电源充电电路，其特征在于，m17的栅极以及r2的另一端相连；m17的漏极通过二极管d1连接到源端电源电位。7.根据权利要求4所述的一种用于大功率电源管理的功率管驱动电源充电电路，其特征在于，m15的源极与第十六型mos管m16的漏极相连；m16的源极连接到地。8.根据权利要求1所述的一种用于大功率电源管理的功率管驱动电源充电电路，其特征在于，源端电源为boost。
技术总结本发明公开了一种用于大功率电源管理的功率管驱动电源充电电路，包括变压检测单元与控制充电单元，电压检测单元输出电压判断的数字信号，通过电平移位结构将该数字信号传输到充电单元控制功率管M17的开关，M1栅漏相接与M7的漏端相接，M7源端接电阻R1到SW。M2漏端与M8的栅漏以及M7的栅端相接，M8的源端通过一个栅漏相接的M10接到SW上。该部分形成一个自偏置电流电路。为后级的比较电路提供电流。M3电流支路上串联两个栅漏相接的NMOS：M6和M9，再通过M11与M12的电流镜将该支路电流镜像到M4之路上进行比较，产生输出信号。本发明降低了对LDO最大带载能力的要求。同时也可以通过设计降低充电频率，以减少开关损耗，提高芯片效率。率。率。
技术研发人员：孙权 夏雪 袁婷 董磊 王勇
受保护的技术使用者：西安航天民芯科技有限公司
技术研发日：2022.04.24
技术公布日：2022/7/5
