双频可调的smash delta-sigma调制器
技术领域
1.本发明涉及多频段系统应用领域，具体涉及一种双频可调的smash(sturdy-mash)delta-sigma调制器。
背景技术：2.随着无线通信技术的快速发展，无线通信设备开始趋向小型化，集成度高，高效率，低功耗。而与传统的模拟发射机相比，数字发射机有配置灵活，可重构，集成度高，高效率。低功耗等优势，因此数字发射机是之后无限发射机系统的趋势所在。
3.近些年来，多种数字发射机方案被提出。从量化编码角度分析，常见的有delta-sigma编码，pwm编码，然而这两种方法也都有各自的优缺点，delta-sigma调制可以达到较高的转化精度和信噪比，同时通过过采样和噪声整形技术可以使信号带内噪声降低，达到很好的噪声整形效果。不过delta-sigma调制器存在反馈环路，因此delta-sigma调制的频率始终受限，同时会带来大量的带外量化噪声，同时高阶的delta-sigma会带来不稳定，pwm调制固然不存在反馈回路，结构比较稳定，但是其输出信号的谐波频率比较靠近信号频率，需要经过较高精度的滤波器滤除。同时pwm调制相较于delta-sigma也不具有噪声整形的特性，会带来带内失真和高功率的谐波分量等，要消除这些噪声必须设计高性能的窄带滤波器，增加设计难度。
4.当前关于基于delta-sigma双频可调的全数字发射机文献并不多，有文章提出一种基于误差反馈的delta-sigma调制器，此调制器的结构简单，通过改变系数，就可轻易简单的实现delta-sigma调制器的任意中心频点可调。其单频可调的结构简单，易于实现，但是当扩展到双频，结构就变得复杂，并且开始不稳定，所以需要增加极点来稳定结构，但是增加对应的极点又导致调制效果变差，以及消耗大量的资源。
技术实现要素：5.本发明的目的在于首次提出双频可调的smash delta-sigma调制器，并且在消耗资源较少的情况下，得到更好的效果。可以将此delta-sigma调制器用在双频可调全数字发射机中使用，可以更好的实现双频任意可调的全数字发射机。
6.本发明的目的至少通过如下技术方案之一实现。
7.双频可调的smash delta-sigma调制器，包括结构相同的第一级stage1和第二级stage2；
8.第一级stage1和第二级stage2结构均为两阶的delta-sigma调制器；
9.从整个架构角度，输入信号x输入第一级stage1，第一级stage1的第一量化器q1在量化之后，第一量化器q1的输入y1和第一量化器q1的输出即第一级stage1的输出相减，得到第一量化器q1的第一量化噪声e1并输入第二级stage2，第一级stage1的输出和第二级stage2的输出进行加减得到输出信号v，
10.进一步地，第一级stage1包括第一积分器、第二积分器和第一量化器q1；
11.第一级stage1中设置第一反馈比例系数a1、第一前馈通道系数b1和第一谐振系数g1；
12.第一级stage1接收输入信号x，得到第一级stage1的输出具体如下：
[0013][0014][0015]
其中，u
1_1
和u
1_2
分别为第一积分器、第二积分器的输出；e1为第一量化器q1产生的第一量化噪声；y1是第一量化器q1的输入信号；z-1
代表一个时间单位的延迟；和分别为第一积分器和第二积分器的运算；表示第一量化器q1的输出，同时也是第一级stage1的输出。
[0016]
进一步地，第二级stage2包括第三积分器、第四积分器和第二量化器q2；
[0017]
第二级stage2中设置第二反馈比例系数a2、第二前馈通道系数b2和第二谐振系数g2；
[0018]
第二级stage2接收第一量化噪声e1，得到第二级stage2的输出具体如下：
[0019][0020][0021]
其中，u
2_1
和u
2_2
分别为第三积分器和第四积分器的输出；e2为第二量化器产生的第二量化噪声；y2为第二量化器q2的输入信号；和分别为第三积分器和第四积分器的运算；表示第二量化器q2的输出，同时也是第二级stage2的输出。
[0022]
进一步地，为了尽可能的减少输出的位数，第一量化器q1和第二量化器q2都采用单
比特量化器。
[0023]
进一步地，对于经典的crfb delta-sigma结构，第一级stage1和第二级stage2的delta sigma调制器都是经典的具有分布式反馈(crfb)的谐振器的结构，为满足系统结构的稳定性，噪声传递函数的零极点都将位于单位元内；第一级stage1和第二级stage2中，设置ai＝bi，i＝1，2。
[0024]
根据传统的smash架构，可得到以下公式：
[0025]
v＝stf1×
x-ntf1×
ntf2×
e2+ntf1(1-stf2)
×
e1；
[0026]
其中，stf1是第一级stage1的信号传递函数(signal tansfer function)，ntf1是第一级stage1的噪声传递函数(noise transfer function),stf2是第二级stage 2的信号传递函数，ntf2第二级stage 2的噪声传递函数；
[0027]
综上所述，并根据本发明的结构以及传统的smash架构可得以下公式：
[0028][0029][0030]
其中，l
2_1
是第二级环路滤波器反馈信号的传递函数，l
2_0
是第二级环路滤波器输入信号的传递函数；
[0031]
第二级stage 2的输出具体如下：
[0032][0033]
第二级stage 2的信号传递函数stf2和噪声传递函数ntf2可以被表述为：
[0034][0035][0036]
相似的，第一级stage1的信号传递函数stf1和噪声传递函数ntf1可以被表述为：
[0037]
stf1＝1
[0038][0039]
可以推导出该smash架构的整体的输出：
[0040]
v＝stf1×
x-ntf1×
ntf2×
e2+ntf1×
(1-ste2)
×
e1[0041]
＝x-ntf1×
ntf2×
e2[0042]
根据整体输出的公式可以得出以下结论，首先对于输入信号x而言，整体的信号传
递函数stf＝stf1·
stf2＝1，在整个频带处的幅频响应也为1，信号可以在整个频段进行传播，且无需经过延迟，实现信号实时传输。
[0043]
然后对于噪声进行分析，可以看出最后的整体输出信号v只跟第二量化噪声e2有关，第二量化噪声e2更加的接近白噪声，比第一量化噪声e1更小，同时第一量化噪声e1已经被消除掉。
[0044]
对整体的调制器的噪声传递函数ntf进行分析，因为ntf＝ntf1×
ntf2，因此可以利用ntf1和ntf2来产生两个凹陷，来进行两个不同信号的调制。
[0045]
先分析第一级stage1的噪声传递函数ntf1，具体如下：
[0046]
已知可以看出这是一个iir滤波器。设r1＝1-g
1-a1，当配置g1和a1使得r1＝0时，则ntf1＝1是一个fir函数。噪声传递函数的目的是在信号传输的频点的噪声传递函数为0，则为了便于分析，r1＝0，首先进行化简，令ratio1＝-(2-g1),则ntf1＝1+ratio1×
z-1
+z-2
，令将带入ntf1并进行化简，具体如下：
[0047][0048]
即ratio1＝-2cos(2πf1/fs)。
[0049]
因此，当采样频率一定时，在不同的载频处可以求出与噪声传递函数零点相对应的系数ratio1。当载波频率发生变化时，对应的系数ratio1也随之改变，噪声传递函数的陷波就会刚好位于信号载波频率处，降低量化噪声对发射信号的影响。从而可以通过改变delta-sigma系数的值，实现delta-sigma调制器的任意中心频点可调。
[0050]
上述分析的是第一级stage1的噪声传递函数ntf1的，而第二级stage2的噪声传递函数ntf2和ntf1类似，易得ratio2＝-2cos(2πf2/fs)。所以可以出现两个陷波，f1和f2是想要信号传输的中心频点，fs是过采样频率。这样就可以利用单个delta-sigma架构同时传输两个不同信号，同时上变频到不同的频点。
[0051]
以上情况是假设没有极点的情况下，但分析可得，量化器之前的信号要进行多级相加，超过量化器可承受的范围，则会导致整个系统不稳定。还可以分析得知，传递函数的两个零点位于单位圆上，且没有极点，在某个零点位置势必会导致系统运行的不稳定，为了抑制ntf(z)的增益使整个系统稳定，则ntf1和ntf2必须包含对应的极点，则ntf(z)则可以表示为：
[0052][0053]
其中，ratio1＝-(2-g1),r1＝1-g
1-a1，ratio2＝-(2-g2)，r2＝1-g
2-a2；这样每个噪声传递函数都会有自己的一个极点；ratio1是和第一频点f1陷波相关的中间算符，ratio2是和第二频点f2陷波相关的中间算符，r1是和第一频点f1的极点相关的算符，r2是和第二频点f2的极点相关的算符；r1和r2的取值在-1到1之间，用于调节极点来保证系统的稳定性。同时r1和r2分开的操作使得可以单独调节每个陷波更加的灵活。
[0054]
进一步地，根据输入信号x进行调制器系数的设定，设第一信号x1和第二信号x2，x＝x1+x2；第一信号x1的载波频率在第一频点f1处，第二信号x2的载波频率在第二频点f2处，
且0＜＝f1，f2＜＝fs/2，则具体如下：
[0055]
ratioi＝2-gi＝-2cos(2πfi/fs)
[0056]gi
＝2-ratioi[0057]ri
＝1-g
i-ai[0058]ai
＝1-r
i-gi[0059]
其中，fs为过采样频率，-1＜＝ri＜＝1，i＝1，2。
[0060]
本发明与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：
[0061]
1、本发明首先提出双频可调的smash delta-sigma调制器，可以应用在双频可调的全数字发射机中，利用单个delta-sigma架构实现两个不同频段信号的传输，灵活可调。
[0062]
2、本发明提出的双频可调的smash delta-sigma的调制器，有效提高了系统的信噪比，实现了宽频信号的传输，并具有不错的性能。
附图说明
[0063]
图1为本发明实施例中提出的双频可调的smash delta-sigma的调制器。
[0064]
图2为传统的smash架构图。
[0065]
图3为本发明实施例中出ratio1和ratio2取不同值时的幅度响应示意图。
[0066]
图4为本发明实施例中r1和r2取不同值时的幅度响应示意图。
[0067]
图5为本发明实施例中在经过调制器调制之前的信号示意图。
[0068]
图6为本发明实施例中经过调制器调制之后的信号示意图。
具体实施方式
[0069]
附图仅用于示例性说明，不能理解为对本发明的限制；对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。附图中描述位置关系仅用于示例性说明，不能理解为对本发明的限制。
[0070]
实施例1：
[0071]
双频可调的smash delta-sigma调制器，如图1所示，包括结构相同的第一级stage1和第二级stage2；
[0072]
第一级stage1和第二级stage2结构均为两阶的delta-sigma调制器；
[0073]
从整个架构角度，输入信号x输入第一级stage1，第一级stage1的第一量化器q1在量化之后，第一量化器q1的输入y1和第一量化器q1的输出即第一级stage1的输出相减，得到第一量化器q1的第一量化噪声e1并输入第二级stage2，第一级stage1的输出和第二级stage2的输出进行加减得到输出信号v，
[0074]
第一级stage1包括第一积分器、第二积分器和第一量化器q1；
[0075]
第一级stage1中设置第一反馈比例系数a1、第一前馈通道系数b1和第一谐振系数g1；
[0076]
第一级stage1接收输入信号x，得到第一级stage1的输出具体如下：
[0077][0078][0079]
其中，u
1_1
和u
1_2
分别为第一积分器、第二积分器的输出；e1为第一量化器q1产生的第一量化噪声；y1是第一量化器q1的输入信号；z-1
代表一个时间单位的延迟；和分别为第一积分器和第二积分器的运算；表示第一量化器q1的输出，同时也是第一级stage1的输出。
[0080]
第二级stage2包括第三积分器、第四积分器和第二量化器q2；
[0081]
第二级stage2中设置第二反馈比例系数a2、第二前馈通道系数b2和第二谐振系数g2；
[0082]
第二级stage2接收第一量化噪声e1，得到第二级stage2的输出具体如下：
[0083][0084][0085]
其中，u
2_1
和u
2_2
分别为第三积分器和第四积分器的输出；e2为第二量化器产生的第二量化噪声；y2为第二量化器q2的输入信号；和分别为第三积分器和第四积分器的运算；表示第二量化器q2的输出，同时也是第二级stage2的输出。
[0086]
为了尽可能的减少输出的位数，第一量化器q1和第二量化器q2都采用单比特量化器。
[0087]
对于经典的crfb delta-sigma结构，第一级stage1和第二级stage2的delta sigma调制器都是经典的具有分布式反馈(crfb)的谐振器的结构，为满足系统结构的稳定性，噪声传递函数的零极点都将位于单位元内；第一级stage1和第二级stage2中，设置ai＝bi
，i＝1，2。
[0088]
如图2所示，根据传统的smash架构，可得到以下公式：
[0089]
v＝stf1×
x-ntf1×
ntf2×
e2+ntf1(1-stf2)
×
e1；
[0090]
其中，stf1是第一级stage1的信号传递函数(signal tansfer function)，ntf1是第一级stage1的噪声传递函数(noise transfer function),stf2是第二级stage 2的信号传递函数，ntf2第二级stage 2的噪声传递函数；
[0091]
综上所述，并根据本发明的结构以及传统的smash架构可得以下公式：
[0092][0093][0094]
其中，l
2_1
是第二级环路滤波器反馈信号的传递函数，l
2_0
是第二级环路滤波器输入信号的传递函数；
[0095]
第二级stage 2的输出具体如下：
[0096][0097]
第二级stage 2的信号传递函数stf2和噪声传递函数ntf2可以被表述为：
[0098][0099][0100]
相似的，第一级stage1的信号传递函数stf1和噪声传递函数ntf1可以被表述为：
[0101]
stf1＝1
[0102][0103]
可以推导出该smash架构的整体的输出：
[0104]
v＝stf1×
x-ntf1×
ntf2×
e2+ntf1×
(1-ste2)
×
e1[0105]
＝x-ntf1×
ntf2×
e2[0106]
根据整体输出的公式可以得出以下结论，首先对于输入信号x而言，整体的信号传递函数stf＝stf1·
stf2＝1，在整个频带处的幅频响应也为1，信号可以在整个频段进行传播，且无需经过延迟，实现信号实时传输。
[0107]
然后对于噪声进行分析，可以看出最后的整体输出信号v只跟第二量化噪声e2有关，第二量化噪声e2更加的接近白噪声，比第一量化噪声e1更小，同时第一量化噪声e1已经
被消除掉。
[0108]
对整体的调制器的噪声传递函数ntf进行分析，因为ntf＝ntf1×
ntf2，因此可以利用ntf1和ntf2来产生两个凹陷，来进行两个不同信号的调制。
[0109]
先分析第一级stage1的噪声传递函数ntf1，具体如下：
[0110]
已知可以看出这是一个iir滤波器。设r1＝1-g
1-a1，当配置g1和a1使得r1＝0时，则ntf1＝1是一个fir函数。噪声传递函数的目的是在信号传输的频点的噪声传递函数为0，则为了便于分析，r1＝0，首先进行化简，令ratio1＝-(2-g1),则ntf1＝1+ratio1×
z-1
+z-2
，令将带入ntf1并进行化简，具体如下：
[0111][0112]
即ratio1＝-2cos(2πf1/fs)。
[0113]
因此，当采样频率一定时，在不同的载频处可以求出与噪声传递函数零点相对应的系数ratio1。当载波频率发生变化时，对应的系数ratio1也随之改变，噪声传递函数的陷波就会刚好位于信号载波频率处，降低量化噪声对发射信号的影响。从而可以通过改变delta-sigma系数的值，实现delta-sigma调制器的任意中心频点可调。
[0114]
上述分析的是第一级stage1的噪声传递函数ntf1的，而第二级stage2的噪声传递函数ntf2和ntf1类似，易得ratio2＝-2cos(2πf2/fs)。所以可以出现两个陷波，f1和f2是想要信号传输的中心频点，fs是过采样频率。这样就可以利用单个delta-sigma架构同时传输两个不同信号，同时上变频到不同的频点。
[0115]
以上情况是假设没有极点的情况下，但分析可得，量化器之前的信号要进行多级相加，超过量化器可承受的范围，则会导致整个系统不稳定。还可以分析得知，传递函数的两个零点位于单位圆上，且没有极点，在某个零点位置势必会导致系统运行的不稳定，为了抑制ntf(z)的增益使整个系统稳定，则ntf1和ntf2必须包含对应的极点，则ntf(z)则可以表示为：
[0116][0117]
其中，ratio1＝-(2-g1),r1＝1-g
1-a1，ratio2＝-(2-g2)，r2＝1-g
2-a2；这样每个噪声传递函数都会有自己的一个极点。ratio1是和第一频点f1陷波相关的中间算符，ratio2是和第二频点f2陷波相关的中间算符，r1是和第一频点f1的极点相关的算符，r2是和第二频点f2的极点相关的算符，r1和r2的取值在-1到1之间，用于调节极点来保证系统的稳定性。同时r1和r2分开的操作使得可以单独调节每个陷波更加的灵活。
[0118]
根据输入信号x进行调制器系数的设定，设第一信号x1和第二信号x2，x＝x1+x2；第一信号x1的载波频率在第一频点f1处，第二信号x2的载波频率在第二频点f2处，且0＜f1，f2＜＝fs/2，则具体如下：
[0119]
ratioi＝2-gi＝-2cos(2πfi/fs)
[0120]gi
＝2-ratioi[0121]ri
＝1-g
i-ai[0122]ai
＝1-r
i-gi[0123]
其中，fs为过采样频率，-1＜＝ri＜＝1，i＝1，2；
[0124]
本实施例中，如图3所示，在r1＝r2＝0的情况下画出ratio1和ratio2取不同值时ntf(z)对应的幅频响应图。根据分析可知，本发明只需要简单的改变ratio1和ratio2，系统的配置就会改变，实现发射信号中心频点的任意可调，传输中射频信号时根据载波频率设置ratio1 ratio2的值采用带通或高通delta-sigma调制器。噪声传输函数在不同频点处的幅频响应是不同的，噪声抑制效果也会不同，产生的两个零点关于fs/2对称，在现实中发射的有用信号和镜像信号也关于fs/2对称，因此一般将0～fs/2作为可调载波频率的范围。同时，实际应用中可以根据不同的通信场景确定最终的采样频率和系数ratio达到最优的发射效果。
[0125]
实施例2：
[0126]
本实施例中，如图4所示，比较了在相同ratio1和ratio2的情况下，r1和r2取不同值时的频谱响应图。可以看出，在r1和r2取不同值的情况下，凹陷和带宽并不相同。
[0127]
实施例3：
[0128]
本实施例中，如图5所示，图5是原始信号经过插值上变频之后的调制器输入信号，此信号是两个频点信号的加和，其中f1在fs/8，f2在3*fs/8。f1和f2的范围跟过采样频率fs有关，最高可以到采样率的一半，即fs/2。f1和f2都是0-fs/2任意可调。
[0129]
整个delta-sigma调制器利用噪声整形，已经产生了两个陷波，这两个陷波刚好对应输入信号中的两个不同信号的频点，所以可以较好的将信号进行调制并传输。
[0130]
对整个调制器的输出信号进行频谱分析，对本发明进行验证，如图6所示，可以看到此delta-sigma调制结构有很好的噪声整形效果，两个频点互不干扰，都有很好的信噪比。
