1.本发明涉及电机测速技术领域，具体涉及直流电机转速估算方法及系统。
背景技术：2.目前，直流电机的转速一般采用转速检测装置来获取，现有检测电机的转速一般采用两种方法，一种方法是在直流电机上安装电机编码器；另一种方法是基于电机数学模型，实时采样电机电流，由数学模型计算电机转速。然而在一些低成本方案中，电流采样精度难以保证，而且电机参数（电阻r,电感l）会随着电机温度进行变化，使直流电机的转速采样精度难以保证。
3.因此，提供一种转速采样精确且易于实现的直流电机转速估算方法及系统，已是一个值得研究的问题。
技术实现要素：4.为了解决上述现有技术中存在的不足，本提供了一种转速采样精确且易于实现的直流电机转速估算方法及系统。
5.本发明的目的是这样实现的：一种直流电机转速估算方法，包括以下步骤：步骤1：构建pwm驱动电路，并在pwm驱动电路中插入10ms的失能阶段；步骤2：根据电机运行状态，即电流方向，决定失能阶段pwm的驱动方式，根据pwm发送方式确定驱动mos的工作状态，该pwm方式确定了电流方向；步骤3：在失能阶段采样电机两端电压，根据电机模型计算得到电机转速。
6.所述步骤1中的pwm驱动电路包括电源bat、电容c、控制器q1、控制器q2、控制器q3、控制器q4和直流电机，电源bat正端连接电容正极、控制器q1的漏极、控制器q2的漏极； 电源bat负端连接电容负极、控制器q3的源极，控制器q4的源极；控制器q1的源极连接控制器q3的漏极和直流电机一端；控制器q2的源极连接控制器q4的漏极和直流电机的另一端。
7.所述步骤1中在pwm驱动电路电路中插入10ms的失能阶段的具体操作如下：步骤a.根据目前驱动的mos管确定电流方向；步骤b.根据当前的电流方向插入10mspwm波失能，说明如下：1.电机正转时，控制器q1, 控制器q3互补导通，控制器q4常开，控制器q2常闭；此时在控制器q1, 控制器q3, 控制器q4中插入pwm失能控制，即控制器q1关闭10ms, 控制器q3同步打开10ms，控制器q4同步关闭10ms，控制器q2保持常闭。
8.所述步骤2中，当电机正转时，控制器q1、控制器q3互补导通，控制器q4常开，控制器q2常闭；电机反转时，控制器q2, 控制器q4互补导通，控制器q3常开，控制器q1常闭。
9.所述计算电机转速的数学模型为：式中：r为电机电阻，l为电机电感，v
m1m2
为电机m1、m2两端的电压，ke为反电动势系数，speed为电机速度。
10.直流电机速度估算的系统，包括pwm驱动电路，所述pwm驱动电路包括电源bat、电
容c、控制器q1、控制器q2、控制器q3、控制器q4和直流电机，电源bat正端连接电容正极、控制器q1的漏极、控制器q2的漏极； 电源bat负端连接电容负极、控制器q3的源极，控制器q4的源极；控制器q1的源极连接控制器q3的漏极和直流电机一端；控制器q2的源极连接控制器q4的漏极和直流电机的另一端。
11.积极有益效果：本发明在原有pwm的基础上引入一段时间的pwm失能，由于电机惯性存在，不会影响车辆的整车运行。在pwm失能阶段，可以控制电机电流为0，通过采样电机两端电压可以得到此时电机转速，不受电机参数变化和电流采样精度的影响，采样精度高而且易于实现。
附图说明
12.图1为本发明为pwm驱动电路的电路图；图2为本发明电机正转时，电机电流示意图；图3为本发明电机反转时，电机电流示意图；图4为本发明电机正转时，控制器对应的驱动波形图。
具体实施方式
13.以下结合附图和实施例对本发明作进一步说明。
14.实施例1如图1至图3所示，一种直流电机转速估算方法，包括以下步骤：步骤1：构建pwm驱动电路，并在pwm驱动电路中插入10ms的失能阶段；pwm驱动电路包括电源bat、电容c、控制器q1、控制器q2、控制器q3、控制器q4和直流电机，电源bat正端连接电容正极、控制器q1的漏极、控制器q2的漏极； 电源bat负端连接电容负极、控制器q3的源极，控制器q4的源极；控制器q1的源极连接控制器q3的漏极和直流电机一端；控制器q2的源极连接控制器q4的漏极和直流电机的另一端；所述步骤1中在pwm驱动电路电路中插入10ms的失能阶段的具体操作如下：步骤a.根据目前驱动的mos管确定电流方向；步骤b.根据当前的电流方向插入10mspwm波失能，说明如下：1.电机正转时，控制器q1, 控制器q3互补导通，控制器q4常开，控制器q2常闭；此时在控制器q1, 控制器q3, 控制器q4中插入pwm失能控制，即控制器q1关闭10ms, 控制器q3同步打开10ms，控制器q4同步关闭10ms，控制器q2保持常闭。
15.步骤2：根据电机运行状态，即电流方向，决定失能阶段pwm的驱动方式。根据pwm发送方式确定驱动mos的工作状态，该pwm方式确定了电流方向；当电机正转时，控制器q1、控制器q3互补导通，控制器q4常开，控制器q2常闭；电机反转时，控制器q2, 控制器q4互补导通，控制器q3常开，控制器q1常闭。
16.步骤3：在失能阶段采样电机两端电压，根据电机模型计算得到电机转速；所述计算电机转速的数学模型为：式中：r为电机电阻，l为电机电感，v
m1m2
为电机m1、m2两端的电压，ke为反电动势系数，speed为电机速度。
17.直流电机速度估算的系统，包括pwm驱动电路，所述pwm驱动电路包括电源bat、电容c、控制器q1、控制器q2、控制器q3、控制器q4和直流电机，电源bat正端连接电容正极、控
制器q1的漏极、控制器q2的漏极； 电源bat负端连接电容负极、控制器q3的源极，控制器q4的源极；控制器q1的源极连接控制器q3的漏极和直流电机一端；控制器q2的源极连接控制器q4的漏极和直流电机的另一端。
18.基于直流有刷电机的数学模型，当控制电流为零，m1m2电机两端电压即为电机反电动势电压，由此可以推算电机转速。因此，原有pwm的基础上引入一段时间的pwm失能，由于电机惯性存在，不会影响车辆的整车运行。在pwm失能阶段，可以控制电机电流为0，通过采样电机两端电压可以得到此时电机转速。
19.如图4所示，电机正转时，控制器对应的驱动波形。正常驱动时长为1s,失能时间为10ms。正常驱动区间控制器q1与控制器q3，控制器q2与控制器q4的驱动互补，在失能阶段，控制器q2、控制器q4桥臂对应的pwm失能，控制器q3的驱动为长高。此时，电机电流为0，通过检测电机两端电压可以推算得到电机的速度。对于电机反转情况，可依照该方案进行推算，本发明不受电机参数变化和电流采样精度的影响，采样精度高而且易于实现。
20.本发明在原有pwm的基础上引入一段时间的pwm失能，由于电机惯性存在，不会影响车辆的整车运行。在pwm失能阶段，可以控制电机电流为0，通过采样电机两端电压可以得到此时电机转速，不受电机参数变化和电流采样精度的影响，采样精度高而且易于实现。
